本发明公开了一种电路及控制方法,用于进行原边控制的隔离变换。本发明的隔离变换电路无需辅助绕组提供反馈信号,其反馈电路耦接在变压器的原边绕组;其控制电路基于反馈信号和流过主开关的电流信号来提供开关信号,用以控制主开关的导通和断开,进而控制隔离变换电路的输出。基于本发明的隔离变换电路及其方法无需辅助绕组,通过原边反馈实现对输出端的控制,从而简化外围电路。
1.一种原边控制的隔离变换电路,包括:包括原边绕组和副边绕组的储能元件,所述原边绕组接收输入信号,开关,与所述原边绕组耦接,在所述开关被导通时所述储能元件存储能量,在所述开关被断开时所述储能元件中存储的能量通过副边绕组输出;反馈电路,根据所述原边绕组的电压降提供反映所述电路的输出信号的反馈信号;控制单元,基于所述开关导通期间流过开关的电流的检测电流和所述反馈信号提供开关信号,用以控制所述开关的导通和断开;其中,所述控制单元包括:开关频率控制单元,根据所述反馈信号,提供开关频率控制信号,使开关频率控制信号的频率随反馈信号的幅值增大而增大,并随反馈信号的幅值减小而减小;峰值电流控制单元,其一个输入端用于接收所述检测电流,其另一个输入端用于接收峰值电流参考信号,并根据所述检测电流和峰值电流参考信号,提供峰值电流控制信号;逻辑单元,根据所述开关频率控制信号和所述峰值电流控制信号,提供所述开关信号,控制所述开关的导通和断开;其特征在于所述反馈电路包括输入电阻、反馈电阻、减法器和选择单元,其中:所述输入电阻,具有两个端子,其第一端子耦接至所述原边绕组,以接收所述原边绕组第一端的电压信号;所述反馈电阻,具有两个端子,其第一端子耦接至所述原边绕组,以接收所述原边绕组第二端的电压信号;所述减法器,具有两个输入端,其第一输入端耦接至所述反馈电阻的第二端子,其第二输入端耦接至所述选择单元,以提供所述反馈信号;所述选择单元,根据所述开关信号,将所述输入电阻的第二端选择性地耦接至所述减法器的第二输入端。
2.如权利要求1所述的隔离变换电路,所述电路还包括:电流采样电路,采样开关导通期间流过开关的电流,以提供所述检测电流。
3.如权利要求1所述的隔离变换电路,其特征在于,所述反馈电路还包括第一电流采样单元,输入端耦接至所述反馈电阻的第二端子,以提供第一采样信号;第二电流采样单元,输入端耦接至所述选择单元,以提供第二采样信号;所述选择单元,根据所述开关信号,将所述输入电阻的第二端选择性地耦接至所述第二电流采样单元的输入端;所述减法器,根据所述第一采样信号和所述第二采样信号,提供所述反馈信号。
4.如权利要求1所述的隔离变换电路,其特征在于,所述峰值电流控制单元为一峰值电流比较器,其同相输入端接收流过所述开关的采样电流,其反相输入端接收所述峰值电流参考信号,以提供所述峰值电流控制信号。
5.如权利要求1或3所述的隔离变换电路,其特征在于,所述峰值电流控制单元包括峰值电流参考信号给定电路,所述选择单元根据所述开关信号选择性地将所述峰值电流参考信号给定电路的输入端耦接至所述输入电阻的第二端,所述峰值电流参考信号给定电路的输出端提供峰值电流参考信号;峰值电流比较器,具有一个输入端和另一个输入端,分别用于接收所述峰值电流参考信号和所述检测电流,根据所述峰值电流参考信号和所述检测电流,提供所述峰值电流控制信号。
6.如权利要求5所述的隔离变换电路,所述峰值电流参考信号给定电路包括电流源,耦接在所述峰值电流比较器的另一个输入端和原边参考地之间;第三电阻,与所述电流源并联耦接;电流镜电路,与所述电流源并联耦接;所述电流镜电路的输入端为峰值电流控制单元的第二输入端。
7.如权利要求5所述的隔离变换电路,其特征在于,所述选择单元为一选择开关,当所述开关信号为低电平时,所述选择开关将输入电阻的第二端耦接至所述峰值电流参考信号给定电路的输入端。
8.如权利要求5所述的隔离变换电路,其特征在于,所述选择单元包括第一连接开关,耦接在所述输入电阻的第二端子和所述减法器的第二输入端之间;第二连接开关,耦接在所述输入电阻的第二端子和所述峰值电流参考信号给定电路的输入端之间;所述第一连接开关和所述第二连接开关由所述开关信号控制导通和断开。
9.如权利要求8所述的隔离变换电路,其特征在于,所述第一连接开关为高电平导通;所述第二连接开关为低电平导通。
10.如权利要求1所述的隔离变换电路,其特征在于,所述开关频率控制单元包括振荡器,根据所述反馈信号,提供所述开关频率控制信号。
11.如权利要求1所述的隔离变换电路,其特征在于,所述开关频率控制单元包括误差放大器,根据所述反馈信号和参考信号,提供误差放大信号;补偿电路,耦接在所述误差放大器的反相输入端和输出端之间;振荡器,根据所述误差放大信号,提供所述开关频率控制信号。
12.如权利要求1所述的隔离变换电路,其特征在于,所述开关频率控制单元包括阈值比较器,根据所述反馈信号和参考信号,提供阈值比较信号;误差放大器,根据所述反馈信号和所述参考信号,提供误差放大信号;补偿电路,耦接在所述误差放大器的反相输入端和输出端之间;第一开关,其第一端接收所述反馈信号,其第二端耦接至振荡器的第一输入端;根据所述阈值比较信号被导通和断开;第二开关,其第一端接收所述误差放大信号,其第二端耦接至所述振荡器的第二输入端,根据所述阈值比较信号被导通和断开;振荡器,根据所述阈值比较信号选择地接收所述反馈信号或所述误差放大信号;以提供所述开关频率控制信号。
13.如权利要求12所述的隔离变换电路,其特征在于,当所述阈值比较信号为高时,所述第一开关被闭合导通,所述第二开关被断开;所述振荡器根据所述反馈信号提供所述开关频率控制信号;当所述阈值比较信号为低时,所述第一开关被断开,所述第二开关被闭合导通;所述振荡器根据所述误差放大信号提供所述开关频率控制信号。
14.如权利要求1所述的隔离变换电路,其特征在于,所述开关频率控制单元进一步包括误差放大器,根据所述反馈信号和参考信号,提供误差放大信号;补偿电路,耦接在所述误差放大器的反相输入端和输出端之间;最小值选择器,其第一输入端接收所述反馈信号;其第二输入端接收所述误差放大信号;振荡器,根据所述最小值选择器的输出信号,提供开关频率控制信号。
15.一种控制开关的方法,所述开关与储能元件的原边绕组耦接,所述原边绕组接收输入信号,所述方法包括步骤:导通和断开所述开关,使得所述开关被导通时所述储能元件存储能量,在所述开关被断开时所述储能元件中存储的能量通过副边绕组输出;检测所述开关导通期间流过开关的电流;检测所述原边绕组两端的电压降,以提供反馈信号;以及基于所述电流和所述反馈信号提供开关信号,以控制所述开关的导通和断开;其中基于所述电流和所述反馈信号提供开关信号具体包括步骤基于所述电流和峰值电流参考信号提供峰值电流控制信号;基于所述反馈信号提供开关频率控制信号,使开关频率控制信号的频率随反馈信号的幅值增大而增大,并随反馈信号的幅值减小而减小;基于所述峰值电流控制信号和开关频率控制信号提供所述开关信号,以控制所述开关的导通和断开;其特征在于检测所述原边绕组两端的电压降以提供反馈信号具体包括步骤提供输入电阻,将该输入电阻的第一端耦接至所述原边绕组,以接收所述原边绕组第一端的电压信号;提供反馈电阻,将该反馈电阻的第一端耦接至所述原边绕组,以接收所述原边绕组第二端的电压信号;提供减法器,并将所述反馈电阻的第二端耦接至减法器的第一输入端,以及将所述输入电阻的第二端根据所述开关信号选择性地耦接至减法器的第二输入端,以由该减法器提供所述反馈信号。技术领域
本发明涉及隔离变换电路,更具体地说,本发明涉及原边控制的隔离变换电路。
背景技术
随着电子技术的发展和环保要求的提高,效率和稳定性成为电压变换器至关重要的设计因素。隔离式电压变换器可用于对安全性要求高的适配器和充电器,它包括原边电路和副边电路,通过变压器隔离。在应用中,工作过程包括一恒流充电控制过程和一恒压控制过程,输出电压与输出电流关系见图1。在B区间,对负载进行充电,当输出电压V_O小于输出电压阈值V_th时,变换器保持输出电流Io在输出电流上限值I_th附近不变而使输出电压V_O变化,使得快速稳定将输出电压V_O充至电压阈值V_th,B区间的控制即为恒流控制。在A区间,当输出电压V_O到达输出电压阈值V_th时,变换器处于正常工作状态,此时保持输出电压V_O不变以对负载提供稳定电源,同时对输出电流Io进行调节。为实现恒流控制调节,需要检测输出端电流,根据输出信号的反馈控制原边开关管的工作。通常,采用副边电流检测电路用于恒流控制,通过光耦从副边获取信号,但这种方式结构复杂、损耗大、效率低。因此,在隔离变换电路中,原边控制由于不需要光耦和副边控制,得到了广泛应用。如图2所示为现有原边控制的隔离变换电路50,其通过变压器T的辅助绕组T₂和分压电阻R₁、R₂来反馈隔离变换电路50的输出电压V_O。然而这种隔离变换电路50需要一辅助绕组用以反馈输出电压,这使得隔离变换电路的外围电路依然复杂。因此有需要提出一种无需辅助绕组即可实现反馈的隔离变换电路,以使外围电路变简单,并且进一步降低成本。
发明内容
本发明的目的为提供一种电路及控制方法,该电路无需辅助绕组,在变压器原边反馈隔离变换电路的输出电压,来实现对输出端的控制,从而使外围电路结构简单化。实现本发明目的的电路,包括:包括原边绕组和副边绕组的储能元件,所述原边绕组接收输入信号;开关,与所述原边绕组耦接,在所述开关被导通时所述储能元件存储能量,在所述开关被断开时所述储能元件中存储的能量通过副边绕组输出;反馈电路,根据所述原边绕组的电压降提供反馈信号;控制单元,基于所述开关导通期间流过开关的检测电流和所述反馈信号提供开关信号,用以控制所述开关的导通和断开。根据本发明的实施例,所述电路还可以包括:电流采样电路,采样开关导通期间流过开关的电流,以提供所述检测的电流。根据本发明的实施例,所述控制单元包括:开关频率控制单元,根据所述反馈信号,提供开关频率控制信号;峰值电流控制单元,根据所述检测的电流和峰值电流参考信号,提供峰值电流控制信号;逻辑单元,根据所述开关频率控制信号和所述峰值电流控制信号,提供所述开关信号,控制所述开关的导通和断开。根据本发明的实施例,所述反馈电路包括:输入电阻,具有两个端子,其第一端子耦接至所述输入端,以接收所述原边绕组第一端的电压信号;反馈电阻,具有两个端子,其第一端子耦接至所述原边绕组,以接收所述原边绕组第二端的电压信号;减法器,具有两个输入端,其第一输入端耦接至所述反馈电阻的第二端子,其第二输入端耦接至所述输入电阻的第二端子,以提供所述反馈信号。根据本发明的实施例,所述反馈电路包括:输入电阻,具有两个端子,其第一端子耦接至所述输入端,以接收所述原边绕组第一端的电压信号;反馈电阻,具有两个端子,其第一端子耦接至所述原边绕组,以接收所述原边绕组第二端的电压信号;第一电流采样单元,输入端耦接至所述反馈电阻的第二端子,以提供第一采样信号;第二电流采样单元,输入端耦接至所述输入电阻的第二端子,以提供第二采样信号;减法器,根据所述第一采样信号和所述第二采样信号,提供所述反馈信号。根据本发明的实施例,所述反馈电路还包括选择单元,根据所述开关信号,将所述输入电阻的第二端选择性地耦接至所述减法器的第二输入端。根据本发明的实施例,所述反馈电路还包括选择单元,根据所述开关信号,将所述输入电阻的第二端选择性地耦接至所述第二电流采样单元的输入端。根据本发明的实施例,所述峰值电流控制单元为一峰值电流比较器,其同相输入端接收流过所述开关的采样电流,其反相输入端接收所述峰值电流参考信号,以提供所述峰值电流控制信号。根据本发明的实施例,所述峰值电流控制单元包括:峰值电流参考信号给定电路,所述选择单元根据所述开关信号选择性地将所述峰值电流参考信号给定电路的输入端耦接至所述输入电阻的第二端,所述峰值电流参考信号给定电路的输出端提供峰值电流参考信号;峰值电流比较器,根据所述峰值电流参考信号和所述检测的电流,提供所述峰值电流控制信号。xa0根据本发明的实施例,所述峰值电流参考信号给定电路包括:电流源,耦接在所述峰值电流比较器的另一个输入端和原边参考地之间;第三电阻,与所述电流源并联耦接;电流镜电路,与所述电流源并联耦接;所述电流镜电路的输入端为峰值电流控制单元的第二输入端。根据本发明的实施例,所述选择单元为一选择开关,当所述开关信号为低电平时,所述选择开关将输入电阻的第二端耦接至所述峰值电流参考信号给定电路的输入端。根据本发明的实施例,所述选择单元包括:第一连接开关,耦接在所述输入电阻的第二端子和所述减法器的第二输入端之间;第二连接开关,耦接在所述输入电阻的第二端子和所述峰值电流参考信号给定电路的输入端之间;所述第一连接开关和所述第二连接开关由所述开关信号控制导通和断开。根据本发明的实施例,所述第一连接开关为高电平导通;所述第二连接开关为低电平导通。根据本发明的实施例,所述开关频率控制单元包括振荡器,根据所述反馈信号,提供所述开关频率控制信号。根据本发明的实施例,所述开关频率控制单元包括:误差放大器,根据所述反馈信号和参考信号,提供误差放大信号;补偿电路,耦接在所述误差放大器的反相输入端和输出端之间;振荡器,根据所述误差放大信号,提供所述开关频率控制信号。根据本发明的实施例,所述开关频率控制单元包括:阈值比较器,根据所述反馈信号和参考信号,提供阈值比较信号;误差放大器,根据所述反馈信号和所述参考信号,提供误差放大信号;补偿电路,耦接在所述误差放大器的反相输入端和输出端之间;第一开关,其第一端接收所述反馈信号,其第二端耦接至振荡器的第一输入端;根据所述阈值比较信号被导通和断开;第二开关,其第一端接收所述误差放大信号,其第二端耦接至所述振荡器的第二输入端,根据所述阈值比较信号被导通和断开;振荡器,根据所述阈值比较信号选择地接收所述反馈信号或所述误差放大信号;以提供所述开关频率控制信号。根据本发明的实施例,当所述阈值比较信号为高时,所述第一开关被闭合导通,所述第二开关被断开;所述振荡器根据所述反馈信号提供所述开关频率控制信号;当所述阈值比较信号为低时,所述第一开关被断开,所述第二开关被闭合导通;所述振荡器根据所述误差放大信号提供所述开关频率控制信号。根据本发明的实施例,所述开关频率控制单元进一步包括:误差放大器,根据所述反馈信号和参考信号,提供误差放大信号;补偿电路,耦接在所述误差放大器的反相输入端和输出端之间;最小值选择器,其第一输入端接收所述反馈信号;其第二输入端接收所述误差放大信号;振荡器,根据所述最小值选择器的输出信号,提供开关频率控制信号。本发明还提供一种实现上述目的的控制开关的方法,所述开关与储能元件的原边绕组耦接,所述原边绕组接收输入信号,所述方法包括步骤:导通和断开所述开关,使得所述开关被导通时所述储能元件存储能量,在所述开关被断开时所述储能元件中存储的能量通过副边绕组输出;检测所述开关导通期间流过开关的电流;检测所述原边绕组两端的电压降,以提供反馈信号;以及基于所述电流和所述反馈信号提供开关信号,以控制所述开关的导通和断开。根据本发明的实施例,其中基于所述电流和所述反馈信号提供开关信号具体包括步骤:基于所述电流和峰值电流参考信号提供峰值电流参考信号;基于所述反馈信号提供开关频率控制信号;基于所述峰值电流参考信号和开关频率控制信号提供所述开关信号,以控制所述开关的导通和断开。本发明提出的隔离变换电路实现了无需辅助绕组的原边反馈来实现对输出端的控制,并且通过在控制电路IC1内部增大峰值电流参考信号给定电路,本发明提供的隔离变换电路解决了由于电路内部延时造成的电流过冲问题。同时,可以看到,本发明提供的隔离变换电路将过压保护、自供电检测等功能通过反馈管脚、供电管脚实现,无需额外的管脚,达到了管脚复用,进一步降低了成本。
附图说明
图1为隔离式电压变换器工作状态示意图。图2为现有原边控制的隔离变换电路50。图3示出根据本发明一个实施例的隔离变换电路100。图4示出根据本发明另一个实施例的隔离变换电路200。图5示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图310。图6示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图320。图7示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图330。图8示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图340。图9示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图350。图10示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图360。图11示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图370。图12示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图380。图13示出图4所示隔离变换电路200的主开关峰值电流与输入关系。图14示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图410。图15示出图4所示隔离变换电路的控制电路IC₁的内部具体电路图420。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例。应当注意,这里描述的实施例只用于举例说明,并不用于限制本发明。xa0基于规范描述和方便阅读的考虑,逐一定义本发明专利申请文件中出现的术语如下:本发明中的隔离变换电路包括直流-直流反激式变换器、交流-直流反激式变换器或其它类型的变换器。需要说明的是,上述术语仅作为指称其意指的名称之一,因此凡意指与其相同或近似的名称均应视为其等价物。如图3,为根据本发明的隔离变换电路100。此实施例用于AC-DC变换电路中。但是本领域的技术人员应该意识到,隔离变换电路可以用于其他电路,如DC-DC变换电路。隔离变换电路100包括一接收交流输入信号V_IN的整流桥,与所述整流桥并联耦接的输入电容C_IN、一变压器T(包括原边绕组T₀和副边绕组T₁,本领域的技术人员应该认识到,变压器T为能够储存能量的储能元件)、主开关M、二极管D₁、输出电容C_O、开关频率控制单元101、峰值电流控制单元102、反馈电路103、电流采样电路104及逻辑电路105。整流桥将输入信号V_IN整流为直流信号V_DC;变压器T的原边绕组T₀、主开关M、二极管D₁、变压器T的副边绕组T₁以及输出电容C_O的耦接方式构成典型反激拓扑。其耦接方式是本领域技术人员的熟知方式,这里不再详述。主开关M可以是任何可控半导体开关器件,例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。输出电容C_O两端的电压即为隔离变换电路100的输出电压V_O。本领域的技术人员应该认识到,此实施例中二极管D₁可由同步整流管代替。电流采样电路104耦接至主开关M,采样流过主开关M的电流,并产生一代表该电流的电流采样信号I_sense,即I_sense为流过主开关M的采样电流。电流采样电路104可为电阻采样电路、变压器采样电路、电流放大器采样电路等。反馈电路103耦接至原边绕组T₀和整流桥的输出端(若隔离变换电路100不含整流桥,则反馈电路耦接103至隔离变换电路100的输入端),用以产生反映隔离变换电路100输出信号的反馈信号S_FB。开关频率控制单元101的输入端耦接至反馈电路103的输出端,用以接收反馈信号S_FB,并根据反馈信号S_FB产生开关频率控制信号f_CTR。在一个实施例中,反馈信号S_FB的幅值越大,开关频率控制信号f_CTR的频率F_S越大。峰值电流控制单元102的一个输入端耦接至电流采样电路104的输出端,用以接收采样电流I_sense;其另一个输入端接收峰值电流参考信号V_limit;并根据采样电流I_sense和峰值电流参考信号V_limit输出峰值电流控制信号I_CTR。逻辑电路105的一个输入端接收开关频率控制信号f_CTR,另一个输入端接收峰值电流控制信号I_CTR,并根据开关频率控制信号f_CTR和峰值电流控制信号I_CTR,输出用以控制主开关M导通与断开的开关信号。在一个实施例中,峰值电流控制单元102为比较器或者运算放大器,逻辑电路105为RS触发器或者门电路组合。反馈电路103根据原边绕组T0的电压降提供反馈信号S_FB;开关频率控制单元101根据反馈信号S_FB提供开关频率控制信号f_CTR;峰值电流控制单元根据流过主开关M的电流和峰值电流参考信号提供峰值电流控制信号I_CTR;逻辑电路105根据开关频率控制信号f_CTR和峰值电流控制信号I_CTR提供开关信号,用以控制主开关M的导通和断开。即在本实施例中,控制单元包括开关频率控制单元101、峰值电流控制单元102和逻辑电路105。可以看到,隔离变换电路100无需辅助绕组提供反馈信号,其反馈电路103耦接在变压器的原边绕组T₀。其控制电路基于反馈信号和流过主开关M的电流信号来提供开关信号,用以控制主开关M的导通和断开,进而控制隔离变换电路100的输出。图4所示为根据本发明另一实施例的隔离变换电路200。隔离变换电路200与图3所示隔离变换电路100的相同部分采用相同的附图标记。即隔离变换电路200包括由整流桥,并联耦接在整流桥两端的输入电容C_IN,接收交流输入信号并输出整流后的直流信号V_DC;变压器T(包括原边绕组T₀和副边绕组T₁)、主开关M(被设置在控制电路IC₁内部),其中变压器T在主开关M被导通时存储能量,在主开关M被断开时其能量被传送至隔离变换电路的输出;耦接在副边绕组T₁的二极管D₁和输出电容C_O;以及控制电路IC₁。控制电路IC₁的具体内部结构将在图5~图12中示出。隔离变换电路200还包括耦接在整流桥输出端和控制电路IC₁第四管脚(输入管脚)V_S之间的输入电阻R_DC,耦接在控制电路IC₁第三管脚D和第二管脚(反馈管脚)FB之间的反馈电阻R₀,耦接在控制电路第五管脚S和第六管脚GND之间的电流采样电路104,耦接在控制电路第一管脚(供电管脚)V_CC和原边参考地之间的自供电电容C₁。在本实施例中,电流采样电路104为一采样电阻R_S。从下文的描述中可以看到,在本实施例中,采样电阻R_S与主开关M串联耦接。变压器T的原边绕组T₀的一端耦接至整流桥的输出端,接收直流信号V_DC,其另一端耦接至控制电路IC₁的第三管脚D。变压器T的副边绕组T₁和二极管D₁串联耦接后与输出电容C_O并联耦接,输出电容C_O两端电压即为隔离变换电路100的输出电压V_O。图5所示为根据本发明一个实施例的隔离变换电路200的控制电路IC₁的内部具体电路210。如图5所示,电路210包括:(1)主开关M,耦接在控制电路IC₁的第三管脚D和第五管脚S之间,进而通过变压器T的原边绕组T₀与整流桥耦接至输入端。当主开关M导通时,输入信号V_IN经过整流桥、原边绕组T₀、主开关M和采样电阻R_S至地,原边绕组T₀存储能量,采样电阻R_S两端电压信号可反映流过主开关M的采样电流;当主开关M断开时,输入信号V_IN和输出电压V_O在原边绕组T₀的映射信号n×V_O经过原边绕组T₀、反馈电阻R₀被送至控制电路IC₁的第二管脚FB,同时存储在原边绕组T₀的能量被传送至隔离变换电路100的输出,其中n为变压器T原边绕组与副边绕组的匝比。本领域的技术人员应该认识到,这里采样电阻R_S可以不采用,而通过例如主开关M的自身导通电阻实现电流采样。(2)减法器U₃,其第一输入端耦接至控制电路IC₁的第二管脚FB,以接收输入信号V_IN和映射信号n×V_O,其第二输入端耦接至控制电路IC₁的第四管脚V_S,其输出端提供反馈信号S_FB。从下文的描述可以看到,减法器U₃输出的差信号为反馈信号。根据本实施例的反馈电路包括减法器U₃、反馈电阻Ro、输入电阻R_DC。(3)开关频率控制单元101,其输入端接收反馈电路输出的反馈信号S_FB,以根据反馈信号S_FB输出开关频率控制信号f_CTR。本实施例中,开关频率控制单元101包括振荡器OSC,根据减法器U₃输出的反馈信号S_FB,输出开关频率控制信号f_CTR。(4)峰值电流控制单元102,其第一输入端(即第二比较器U₂的同相输入端)耦接至第五管脚S,以接收流过主开关M的采样电流,其第二输入端接收峰值电流参考信号V_limit;并根据采样电流和峰值电流参考信号V_limit输出用以控制流过主开关M峰值电流的峰值电流控制信号I_CTR。在本实施例中,峰值电流控制单元102为比较器U₂。(5)逻辑电路105,接收开关频率控制信号f_CTR和峰值电流控制信号I_CTR,根据开关频率控制信号f_CTR和峰值电流控制信号I_CTR输出用以控制主开关M的导通与断开的开关信号。在本实施例中,逻辑电路105为RS触发器U₀,其复位端R接收所述峰值电流控制信号I_CTR,置位端S接收开关频率控制信号f_CTR。其根据峰值电流控制信号I_CTR被复位,根据开关频率控制信号f_CTR被置位。为避免输出过压,自供电不足,在本实施例中,电路210还包括过压保护电路OVP和自供电比较器U₄,以及与门U₁。过压保护电路OVP接收减法器U₃输出的反馈信号S_FB,输出过压保护信号至与门U₁的第二输入端;自供电比较器U₄的同相输入端接收自供电电容C₁两端的电压,反相输入端接收第一参考信号V_ref1,输出比较信号至与门U₁的第三输入端。该第一参考信号V_ref1比滞回比较器U₅的滞环下限值低。例如在一个实施例中,滞回比较器U₅的滞环下限值取8V,第一参考信号V_ref1取7.8V。与门U₁的第三输入端耦接至锁存器U₀输出端,与门U₁的输出端耦接至主开关M门极。从图5可以看出,电路210还包括受控电流源DSS和滞回比较器U₅。其中受控电流源DSS耦接在供电管脚V_CC和原边绕组T₀之间,其控制端耦接至滞回比较器U₅的输出端。滞回比较器U₅的同相输入端耦接至自供电电容C₁,反相输入端接收第二参考信号V_ref2。本领域技术人员应该认识到,受控电流源DSS用于提供隔离变换电路100启动时对耦接于控制电路IC₁第一管脚V_CC的自供电电容C₁充电。当自供电电容C₁被充电至所需电压时(即隔离变换电路100启动完成),滞回比较器U₅断开电流源DSS对其的充电;当其两端电压小于控制电路IC₁内部所需的供电电压时,滞回比较器U₅重新开启电流源DSS。在一个实施例中,电路210还包括两个脉冲前沿消隐L.E.B(Leadxa0Edgexa0Blanking)模块。其中一个L.E.B模块耦接至第二管脚FB,另一个L.E.B模块耦接至第五管脚S,两个L.E.B模块的作用均为抑制副边二极管反向恢复和寄生参数振荡引起的错误信号。本领域的技术人员可以意识到,在本发明中,两个L.E.B模块均可以省略。控制电路IC₁的第六管脚接原边绕组T₀的参考地。在本实施例中,主开关M被设置在控制电路IC₁内部,控制电路IC₁通过接收流过主开关M的采样电流和反馈信号,产生开关信号,以控制主开关M的导通与断开,进而控制隔离变换电路200的输出。隔离变换电路200正常运行时,当振荡器OSC输出高电平信号至RS触发器U₀的置位端S,RS触发器U₀的输出信号Q变高,经由与门U₁后,主开关M被导通,原边绕组T₀开始存储能量。此时输入信号V_IN经由整流桥、原边绕组T₀、主开关M、采样电阻R_S至地。流过主开关M的电流逐渐增大,当其增大至使得采样电阻R_S两端的电压大于峰值电流参考信号V_limit时,峰值电流比较器U₂输出变高,进而复位RS触发器U₀的输出Q,经由与门U₁后,主开关M被断开。此时存储在原边绕组T₀的能量被传送至副边绕组T₁。隔离变换电路200正常运行中,在开关频率控制单元101处,减法器U₃的第一输入端通过反馈电阻R₀接收输入信号V_IN与输出电压V_O在原边绕组T₀的映射电压之和,即:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="150"/>,其中n为原边绕组T₀和副边绕组T₁的匝数比;减法器U₃的第二输入端通过整流桥和输入电阻R_DC接收输入信号V_IN,即:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="89"/>。若反馈电阻R₀和输入电阻R_DC取相同的电阻值,即R_DC=R₀=R,则减法器输出为ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="390"/>即减法器的输出正比于隔离变换电路100的输出电压V_O,反馈电阻R₀、输入电阻R_DC以及减法器U₃的该耦接方式提供反馈信号S_FB。隔离变换电路200无需辅助绕组即实现了原边控制。更具体地说,隔离变换电路200的反馈电路位于储能元件(变压器T)的原边绕组T₀,来采样隔离变换电路200的输出电压V_O,输出反馈信号至控制电路IC₁。若反馈电阻R₀和输入电阻R_DC取不同的电阻值,也可在减法器U₃的两个输入端前设置第一电流采样单元U₆和第二电流采样单元U₇,如图6所示的控制电路IC₁的内部具体电路图320。图6所示控制电路IC₁的内部具体电路图320的其他部分与图5所示电路210相同,采用相同的附图标记,为叙述简明,这里不再详述两者相同部分的电路耦接方式。两个电流采样单元的系数均为k,两个电流采样单元将电压信号转为电流信号。减法器U₃的第一输入端通过反馈电阻R₀以及第一电流采样单元U₆接收输入信号V_IN与输出电压V_O在原边绕组T₀的映射电压n×V_O之和;第二输入端通过输入电阻R_DC以及第二电流采样单元U₇接收输入信号V_IN,则ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="167"/>ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="106"/>因此,减法器U₃输出的差信号ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="455"/>即减法器的输出S_FB正比于隔离变换电路100的输出电压V_O。反馈电阻R₀、输入电阻R_DC、第一电流采样单元U₆、第二电流采样单元U₇和减法器U₃的该耦接方式提供反馈信号。隔离变换电路200无需辅助绕组即实现了原边绕组控制。更具体地说,隔离变换电路200的反馈电路位于储能元件(变压器T)的原边绕组T₀,来采样隔离变换电路200的输出电压V_O,输出反馈信号至控制电路IC₁。当隔离变换电路200的输出电压V_O未达到输出阈值电压V_th时,即隔离变换电路200需要工作在恒流充电控制过程。若输出电压V_O增大,减法器U₃的输出S_FB相应增大,则振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S也相应增大。此时,若隔离变换电路工作在断续模式下,根据能量守恒定律,变压器原边绕组T₀和副边绕组T₁两边能量相等,即:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="168"/>,其中η为隔离变换电路100的转换效率,L为变压器原边绕组T₀励磁电感的电感值,i_peak为流经主开关M的电流峰值。对于一个确定的系统,η、L和i_peak均固定。由于此时输出电压V_O增大,振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S也相应增大,因此输出电流I_O保持恒定。反之,当输出电压V_O变低时,则振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S也相应减小,因此输出电流I_O依旧保持恒定。若隔离变换电路200工作在连续模式下,根据能量守恒定律,则:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="263"/>,其中η为隔离变换电路200的转换效率,L为变压器原边绕组T₀励磁电感的电感值,i_peak为流经主开关M的电流峰值,i_initial为在一个周期内主开关M刚被开通时流经其上的初始电流。对于一个确定的系统,η、L和i_peak、i_initial均固定。当输出电压V_O增大,则振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S也相应增大,因此输出电流I_O保持恒定。反之,当输出电压V_O减小时,振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S也相应减小,因此输出电流I_O保持恒定。因此,内部具体电路图为电路210和电路220的隔离变换电路200无需辅助绕组,通过原边反馈实现了输出端的恒流控制。若将隔离变换电路200的内部具体电路图做进一步修改,如图7所示,将开关频率控制单元101中反馈电路输出的反馈信号S_FB不直接输送至振荡器OSC,而将其输出端耦接至误差放大级的输入端,将误差放大级的输出端耦接至振荡器OSC。具体来说,反馈电路的输出端耦接至运算放大器U_A的反相输入端。运算放大器U_A的同相输入端接收参考信号R_ef,运算放大器输出的误差放大信号CMP被输送至振荡器OSC的输入端。并且在运算放大器U_A的输出端和反相输入端之间耦接有补偿电路Z_C。即误差放大级包括误差放大器U_A和补偿电路Z_C。图7所示电路230的其他部分与图5所示的电路210相同。为叙述简便,这里不再详述其电路结构。当隔离变换电路200的输出电压V_O达到其输出阈值电压V_th,隔离变换电路200需要工作在恒压控制过程。由于运算放大器U_A的作用,反馈信号S_FB被钳在运算放大器U_A同相输入端参考信号R_ef的电位值。本领域的技术人员应该认识到,参考信号R_ef电位值与输出阈值电压V_th对应。因此,隔离变换电路200的输出电压V_O被保持在输出阈值电压V_th不变。若输出电压V_O瞬时增大,因误差放大器U_A的作用,输出电压V_O将被保持在输出阈值电压V_th不变。而因误差放大器U_A的负反馈耦接方式,随着输出电压V_O的瞬时增大,误差放大信号CMP减小。相应地,振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S减小。根据能量守恒定律,即:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="197"/>(断续模式下)或ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="263"/>(连续模式下),通过调节开关频率控制信号f_CTR的频率F_S,则输出电压V_O减小。从而输出电压V_O被控制稳定在输出阈值电压V_th处,实现对输出端的恒定控制。反之,若输出电压V_O瞬时减小,则开关频率控制信号f_CTR的频率F_S增大。根据能量守恒定律,即:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="197"/>(断续模式下)或ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="263"/>(连续模式下),通过调节开关频率控制信号f_CTR的频率F_S,则输出电压V_O增大。从而输出电压V_O被控制稳定在输出阈值电压V_th处,实现对输出端的恒定控制。因此,内部具体电路图为电路230的隔离变换电路200无需辅助绕组,通过原边反馈实现了输出端的恒压控制。图8所示为隔离变换电路200的又一内部结构图340。电路240与电路230相类似。与电路230不同的是,电路240的反馈电路包括图6所示电路220的第一电流采样单元U₆和第二电流采样单元U₇。即电路240在附加了电路230的误差放大器U_A和补偿电路Z_C的电路结构基础上,还在反馈电路附加了电路220的第一电流采样单元U₆和第二电流采样单元U₇。其电路工作原理与电路210相同,均使得隔离变换电路200无需辅助绕组,通过原边反馈实现输出端的恒压控制。为叙述简便,这里不再详述其工作。若将图5所示电路210和图7所示电路230结合并做适当修改,可以得到隔离变换电路200具体内部结构图如图9所示电路250。具体来说,电路250在开关频率控制单元101处,反馈电路的输出端经由第一开关S₁耦接至振荡器OSC的第一输入端。即减法器U₃的输出端耦接至第一开关S₁的一端,第一开关S₁的另一端耦接至振荡器OSC的第一输入端。同时,反馈电路输出的反馈信号S_FB被分别输送至阈值比较器U_C和运算放大器U_A的反相输入端。阈值比较器U_C的同相输入端和运算放大器U_A的同相输入端接收参考信号R_ef。运算放大器U_A的输出端耦接至第二开关S₂的一端,第二开关S₂的另一端耦接至振荡器OSC的第二输入端。阈值比较器U_C的输出端耦接至第一开关S₁和第二开关S₂的控制端。并且当阈值比较器U_C输出的阈值比较信号为高时,第一开关S₁闭合导通,第二开关S₂断开;当阈值比较器U_C输出的阈值比较信号为低时,第一开关S₁断开,第二开关S₂闭合导通。进一步地,运算放大器U_A的输出端和反相输入端之间还耦接有补偿电路Z_C。如前所述,当隔离变换电路200的输出电压V_O未达到其输出阈值电压V_th,隔离变换电路200需要工作在恒流充电控制过程。此时阈值比较器U_C的输出为高,此高电平信号将第一开关S₁闭合导通,将第二开关S₂断开,则运算放大器U_A的输出信号对振荡器OSC不起作用,反馈电路输出的反馈信号S_FB被输送至振荡器OSC。此时,电路250的工作状态与电路210相同。即,若输出电压V_O增大,减法器U₃的输出I_C相应增大,则振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S也相应增大。因此,隔离变换电路100在满足能量守恒定律,即满足等式ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="213"/>或ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="275"/>的前提下,其输出电流I_O保持恒定。反之,若隔离变换电路200的输出电压V_O减小,振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S也相应减小,因此其输出电流I_O保持恒定。当隔离变换电路200的输出电压V_O达到输出阈值电压V_th,即隔离变换电路200需要工作在恒压控制过程。阈值比较器U_C的输出为低,此低电平信号将第一开关S₁断开,将第二开关S₂闭合导通。则此时运算放大器U_A输出的误差放大信号CMP并输送至振荡器OSC。由于误差放大器U_A的作用,输出电压V_O被保持在其输出阈值电压V_th处。若输出电压V_O瞬时增大,反馈信号S_FB相应增大。由于运算放大器U_A的负反馈耦接方式,运算放大器U_A输出的误差放大信号CMP减小,相应地,振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S减小。根据能量守恒定律,即:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="197"/>(断续模式下)或ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="263"/>(连续模式下),通过调节开关频率控制信号f_CTR的频率F_S,则输出电压V_O减小。从而输出电压V_O被控制稳定在输出阈值电压V_th处,实现对输出端的恒定控制。反之,若输出电压V_O瞬时减小,则开关频率控制信号f_CTR的频率F_S增大。根据能量守恒定律,即:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="197"/>(断续模式下)或ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="263"/>(连续模式下),通过调节开关频率控制信号f_CTR的频率F_S,则输出电压V_O增大。从而输出电压V_O被控制稳定在输出阈值电压V_th处,实现对输出端的恒定控制。因此,内部具体电路图为电路250的隔离变换电路200无需辅助绕组,通过原边反馈实现了输出端的恒流恒压控制。图10所示为隔离变换电路200的又一内部结构图360。电路260与电路250区别在于,其反馈电路包括图6所示电路220的第一电流采样单元U₆和第二电流采样单元U₇。即电路260为电路250和电路220的结合。其电路工作原理与电路250相同,均使得隔离变换电路200无需辅助绕组,通过原边反馈实现输出端的恒流恒压控制。为叙述简便,这里不再详述其工作。若将图6所示电路210和图8所示电路230结合并做适当修改,还可以得到隔离变换电路200具体内部结构图如图11所示电路270。具体来说,在开关频率控制单元101处,减法器U₃输出的反馈信号S_FB经由最小值选择器U_SEL被输送至振荡器OSC的输入端,误差放大器U_A输出的误差放大信号CMP也经由最小值选择器被输送至振荡器OSC的输入端。即反馈电路的输出端耦接至最小值选择器U_SEL的第一输入端;反馈电路的输出端同时耦接至误差放大级的输入端,误差放大级的输出端耦接至最小值选择器的第二输入端;最小值选择器U_SEL的输出端耦接至振荡器OSC的输入端。当隔离变换电路200的输出电压V_O未达到其输出阈值电压V_th,隔离变换电路200需要工作在恒流充电过程。则减法器U₃输出的反馈信号S_FB小于参考信号R_ef。此时反馈信号S_FB相对较小,而误差放大器U_A输出的误差放大信号CMP相对较大。因此,最小值选择器U_SEL的输出为反馈信号S_FB。如上所述,若此时输出电压V_O增大,则反馈信号S_FB增大,振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S变大,使得输出电流I_O保持不变;若输出电压V_O减小,则反馈信号S_FB减小,振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S减小,使得输出电流I_O保持不变。当隔离变换电路200的输出电压V_O达到其输出阈值电压V_th,隔离变换电路200需要工作在恒压控制过程。此时反馈信号S_FB相对较大,误差放大信号CMP相对较小。因此,最小值选择器U_SEL的输出信号为误差放大信号CMP。由于运算放大器U_A的作用,反馈信号S_FB被钳在运算放大器U_A同相输入端参考信号R_ef的电位值。因此,隔离变换电路200的输出电压V_O被保持在输出阈值电压V_th不变。如上所述,若输出电压V_O瞬时增大,则误差放大信号CMP减小,相应地,振荡器OSC输出的开关频率控制信号f_CTR的频率F_S减小。反之,若输出电压V_O瞬时减小,则开关频率控制信号f_CTR的频率F_S增大。从而通过调节开关频率控制信号f_CTR的频率F_S,实现了对输出端的恒压控制。因此,内部具体电路图为电路270的隔离变换电路200无需辅助绕组,通过原边反馈实现了输出端的恒流恒压控制。图12所示为隔离变换电路200的又一内部结构图180。电路280与电路270相类似。与电路270不同的是,电路280的反馈电路包括图6所示电路220的第一电流采样单元U₆和第二电流采样单元U₇。即电路180为电路270和电路220的结合。其电路工作原理与电路270相同,均使得隔离变换电路200无需辅助绕组,通过原边反馈实现输出端的恒流恒压控制。为叙述简便,这里不再详述其工作。反馈信号S_FB同时被输入至过压保护电路OVP,当隔离变换电路200的输出V_O过大时,即过压状态,过压保护电路OVP检测到相应的反馈值I_C大于预设值。因此,过压保护电路OVP输出低电平信号至与门U₁,从而无效与门U₁的输出,进而关闭主开关M,停止向副边绕组T₁输送能量。因此,第二管脚FB同时实现了管脚复用功能。电路在运行时,由于信号需要经过多个模块,这容易使信号产生一定的延时。对于一个给定的电路,其延时时间段通常都是固定的,用T_delay表示。在隔离变换电路200中,若用于断开主开关M的开关信号被延时,则主开关M的导通时间被延长,这可能会引起峰值电流的过冲。过冲的电流量取决于电流变化率di/dt。根据:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="70"/>,其中V_IN为输入电压,L_P为原边绕组T₀的电感值。对于给定的隔离变换电路200,由于L_P值一定,输入电压V_IN越高,则电流变化率di/dt越大;反之,输入电压V_IN越低,电流变化率di/dt越小。因此,对于固定的延时时间段T_delay,当输入电压V_IN越大时,电流过冲量??I越大,如图13所示:当输入电压V_IN较大时,对应图13中V_{IN_H},其电流过冲量为??I_H;当输入电压V_IN较小时,对应图13中V_{IN_L},其电流过冲量为??I_L。可以看到,??I_H>??I_L。为了改善这种由于电路内部延时带来的影响,本发明的又一实施例的控制电路IC₁的内部结构图400如图6。图6所示的控制电路IC1的内部结构图400与前述各结构图的区别在于,其添加了峰值电流参考信号给定电路对峰值电流参考信号V_limit进行调整,并在反馈电路添加一选择单元106。具体来说,在本实施例中,峰值电流控制单元102包括:峰值电流比较器U₂,其第一输入端(同相输入端)耦接至第五管脚S,以接收流过主开关M的采样电流,其第二输入端(反相输入端)接收峰值电流参考信号V_limit;峰值电流参考信号给定电路,其包括电流源I_CS、第三电阻R₃、由晶体管Q₁和Q₂组成的电流镜电路。其中电流源I_CS、第三电阻R₃、由晶体管Q₁和Q₂组成的电流镜电路并联耦接在峰值电流比较器U₂反相输入端和地之间。峰值电流参考信号给定电路的输入端(即端子1)耦接至选择开关S,用以接收隔离变换电路100的输入信号V_IN。即当选择开关S接通端子1时,通过整流桥和输入电阻R_DC接收输入信号V_IN,并根据输入信号V_IN输出峰值电流参考信号V_limit至峰值电流比较器U₂。在本实施例中,晶体管Q₁和Q₂为pnp三极管,其中晶体管Q₁的发射极耦接至选择开关S,当选择开关S接通端子1时,晶体管Q₁的发射极通过整流桥和输入电阻R_DC接收输入信号V_IN;晶体管Q₂的发射极耦接至峰值电流比较器U₂的反相输入端;晶体管Q₁的集电极通过第一电阻R₁耦接至地,晶体管Q₂的集电极通过第二电阻R₂耦接至地。选择开关S的控制端由逻辑电路105输出的开关信号控制。在一个实施例中,选择单元106为一选择开关S。选择开关S的选择导通情况为:当逻辑电路105输出的开关信号为高电平,即主开关M导通时,选择开关S接通端子1,将输入信号V_IN通过整流桥和输入电阻R_DC输送至峰值电流参考信号给定电路;当开关信号为低电平,即主开关M断开时,选择开关S接通端子2,将输入信号V_IN通过整流桥和输入电阻R_DC输送至减法器U₃的输入端。当逻辑电路105输出的开关信号为高时,主开关M被导通,选择开关S接通端子1,则输入信号通过整流桥、输入电容、输入电阻后被传送至电流镜电路。当输入信号V_IN增大,电流过冲量??I增大,同时直流信号V_DC增大,相应地,流过晶体管Q₁的电流:ntent="drawing" img-format="jpg" inline="no" orientation="portrait" wi="77"/>增大。经过电流镜的作用,则流过晶体管Q₂的镜像电流I₂也增大,则流过第三电阻R₃的电流I₃=I_CS-I₂相应减小。于是,峰值电流参考信号V_limit=I₃×R₃也减小,因此V_limit+??I保持不变。反之,当输入信号V_IN减小时,通过峰值电流参考信号给定电路后,峰值电流参考信号V_limit增大,则V_limit+??I不变。即,本实施例的峰值电流参考信号给定电路消除了电路内部延时和输入电压变化对主开关峰值电流I_peak的影响,新的峰值电流参考信号V_limit+??I依旧为恒定值。在另一个实施例中,如图15所示的控制电路IC₁内部结构320,选择单元106包括第一选择开关M₁和第二选择开关M₂。其中第一连接开关M1耦接在输入电阻R_DC的第二端子和减法器U₃的第二输入端之间;第二连接开关M₂耦接在输入电阻R_DC的第二端子和峰值电流参考信号给定电路的输入端之间;第一连接开关M₁和所述第二连接开关M₂由逻辑电路105输出的开关信号控制导通和断开。并且当开关信号为高电平时,第一连接开关M₁被控制导通,第二连接开关M₂被控制断开;当开关信号为低电平时,第二连接开关M₂被控制导通,第一连接开关M₁被控制断开。图15所示的控制电路IC₁内部结构320与图14所示的控制电路IC₁内部结构310的其他部分相同,并采用相同的附图标记。为叙述简明,这里不再详述。可以看到,本发明提出的隔离变换电路实现了无需辅助绕组的原边反馈来实现对输出端的控制,并且通过在控制电路IC1内部增大峰值电流参考信号给定电路,本发明提供的隔离变换电路解决了由于电路内部延时造成的电流过冲问题。同时,可以看到,本发明提供的隔离变换电路将过压保护、自供电检测等功能通过反馈管脚、供电管脚实现,无需额外的管脚,达到了管脚复用,进一步降低了成本。以上公开内容仅涉及优选实施例或实施例,可产生许多修改方案而不脱离所附权利要求提出的本发明的精神和范围,不应解释为对本发明保护范围的限定。本说明书所描述的特定实施例仅用于说明目的,本领域技术人员在本发明的精神和原理内,可得出多种修改、等同方案。本发明涵盖的保护范围以所附权利要求书为准。因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。